关于而言, 安全、牢靠性向来被视为重要的功能之一. 开关电源在技术指标满意设备正常运用要求的条件下, 还要满意外界或自身电路或负载电路呈现毛病的状况下也能安全牢靠地作业. 为此, 须有多种维护措施. 对维护电路的特色分析, 对存在缺乏等待战胜, 期望规划出更安全、更牢靠的维护电路。
浪涌电流是因为电压骤变所引起. 如电子设备在第一次加电压时, 因为大容量电源器充电引起的涌入初始电流 开机浪涌电流; 又如直击雷、感应雷沿着电源线进入开关电源的骤变电压所发生瞬态电流雷浪涌电流. 浪涌电流上升时间十分快, 持续时间十分短, 损坏效果十分大. 为避免或减轻浪涌电流的损坏, 设置按捺浪涌电流或将浪涌电流转移到地线等办法来维护开关电源避免浪涌电流的危害。
开关电源的初级整流电路有大容量滤波电容,开机瞬间整流管向这些大电容充电, 使整流管瞬时电流超越额定值. 为减小开机发动限流( 浪涌电流) ,开关电源一般都设有抗冲击电路. 如图1 电路, 在开机瞬间, 开关电源变压器的3、4 绕组电压为0v, vd5截止, 晶闸管vd6 的g、k 极间电压为0v, vd6 截止.充电电流途径: ac220v→vd1- 4 正极→大电容c1→地→r2→vd1- 4 负极. 因为r2 有阻止大电流效果( 一般设为3. 3ω) , 因此能有用约束开机浪涌电流。
开关电源正常作业后, 开关电源变压器的1、2绕组上发生感应电压, 对c2 充电( 充电时间常数约等于r3×c2) , 使vd6 导通, 整流电流不再经r2, 而是经vd6 的a、k 极回来整流桥vd1- 4 的负极. 也便是说, 在正常作业状况, vd6 将r2 短路, 避免r2发生功耗.r2 仅在开机瞬间起效果。
用晶闸管作发动限流维护安全牢靠, 但电路比较复杂些, 从电路本钱和电路简捷等视点来说用温控电阻作发动限流维护, 它既经济又简略更安全牢靠, 如图3。
电网输电线遭到雷击或感应雷时, 输电线中的感应骤变电压会发生浪涌电流. 为防备雷浪涌电压和电流冲击, 常在电源的输入端并联一个或几个压敏电阻来开释雷浪涌电流的冲击. 图2 电路是用压敏电阻来防备雷浪涌电流, 压敏电阻rv 常状况下呈高阻抗( 近似开路) , 当电网输电线遇到雷击或感应雷, 压敏电阻rv 两头瞬间超越它的发动电压, 它将立即由高阻抗变为低阻抗( 近似短路) , 使雷浪涌电流开释, 一起沟通稳妥丝f 熔断, 起到防输电线被雷击或感应雷而损坏电子设备的意图。
防雷单元: 当有雷击, 发生高压经电网导入电源时, 由rv1、rv2、rv3、f1、f2、f3 和fdg 组成的电路进行维护. 当加在压敏电阻两头的电压超越其作业电压时, 其阻值下降, 使高压能量被压敏电阻所耗费, 若电流过大, f1、f2、f3 会焚毁维护后级电路。
防开机浪涌单元: 当电源敞开瞬间, 要对c 充电, 因为瞬间电流大, 其能量全耗费在温控电阻rt上, 因为rt 的特性是随温度上升电阻呈指数联系减小( rt 为负温系数元件) , 瞬间温度升高后rt 阻值减小( 呈低阻抗) , 这时它耗费的能量十分小, 后级电路可正常作业. 温控电阻rt 由高阻抗变为低阻抗, 有用地避免浪涌电流。
模仿试验: 用雷击浪涌电流发生器模仿维护电路参加前后的试验测验波形如图4 和开机浪涌电流测验波形如图5. 模仿试验标明, 浪涌电流的共同点是效果时间短( 几至几十纳秒) , 冲击电流大( 雷击浪涌电流可达几十至几千安培, 开机浪涌电流超越作业电流的数十倍以上) , 参加维护电路后尖峰被削去。
众所周知, 当电源输出端超越额定负载或短路或操控电路失掉操控能力等意外状况时, 会形成电子设备不能正常作业或对电子设备形成损坏等. 过流维护电路有断路法、振动器调频法。
防备电路中的电流过流, 最经济简洁的办法是用稳妥丝. 稳妥丝熔断维护分为沟通稳妥和直流稳妥二类. 当负载电流发生意外其电流超越稳妥丝的熔断值( 熔断系数一般在1. 1~ 1. 5 之间) 时, 稳妥丝熔断, 到达过流维护意图. 但在开机瞬间, 因为大电容的充电, 会发生很大的浪涌电流, 这个浪涌电流一般为正常输入电流的数倍, 简单使稳妥丝熔断, 而发生错误判断, 这是它的首要缺陷。
所谓调频法便是经过检测比较扩展电路发生一个操控信号使振动器的振动频率发生变化, 使负载电压下降, 然后到达负载电流减小意图. 一般过电流维护设定值为额定电流的110% ~ 130% , 能主动康复。
在的耦合下, 若输出端有过载或短路状况发生时, 此刻初级电流会很快的添加, 检测电阻rs( 锰铜丝) 上的电压vrs 就会增大. 在图6( a) 此电压vrs 超越v2 的b- e 导通电压,v2 导通, 因为v2 集电极接的是振动电路的操控端, 使振动电路的振动减缓或中止振动. 在图6( b)vrs 经电压比较器后输出一个操控信号到振动电路, 调理振动频率, 使输出电压下降, 减小负载电流, 到达维护的意图。
图6( b) 与图6(a) 的过流维护精度要高, 因( b) 电路规划了差错比较和差错扩展电路。
图8 是常见的光电耦合器驱动过流维护电路,其作业原理: 当输出电流过大时, rs 两头电压上升,ic2② 脚电压高于③脚基准电压, ic2 输出高电压,v1 导通, 光电耦合器ic1 发生光电效应, 使振动电路的振动频率发生变化, 然后操控开关管的脉冲信号的宽度( 或频率) 发生变化, 使得输出电压下降, 到达输出过载限流的意图。
反应速度不快, 精度也不太高, 若检测电阻rs 值获得太大, 功耗就会明显添加, 检测电阻rs 存在着无功损耗而下降开关电源的功率. 为减小检测电阻rs 的无功损耗, 将采纳检测信号扩展等电路, 进步维护电路的反应速度、精度。
3 过压维护电路分析开关电源电路过压分为电源外因过压和内因过压, 它们都会使电子设备作业反常或焚毁电子设备的器材. 电源外因过压首要有错接入380 v 的电压;内因过压首要来自开关电源自身电路反常或损坏( 失掉稳压操控) 使输出电压过高. 最常见的过压维护电路有断路法和开关管截止法。
外因过压首要来自工频电网电压过高, 如因错接入380 v 的电压, 如图9 是一个用j 关断电路起维护的电路. 当沟通电源正常时, 经过稳压管vs 的电流很小, irr vbeq, 因此v 截止, 继电器j 处于常闭( 导通) 状况. 因某种原因沟通电源高于正常状况值时, 经过稳压管vs 的电流很大,irr; vbeq, 导致三极管v( 饱满) 导通, 继电器j 动作, 堵截输入电路, 然后到达维护开关电源电路及负载电路. 当沟通电源康复正常时, 三极管v 截止, 继电器j 处于常闭( 导通) 状况. 长处是能主动康复供电, 缺陷是稳定性差, 继电器j 的体积较大。
开关电源自身电路反常或元器材损坏( 失掉稳压操控) 使输出电压过高. 如图10 所示是用可控硅驱动的过压维护电路. 在正常的电压输出状况下,t803 第3 绕组中上规矩、下端负的电压经r1、r2 分压后不能使vd 击穿导通, 可控硅v2 也截止, 维护电路不动作. 因某原因开关管v1 失掉稳压操控, 输出电压反常升高, 高频变压器t 第3 绕组电压经r1、r2 分压后将超越vd 的击穿电压值, 使vd 击穿并引起可控硅v2 触发导通. 可控硅v2 触发后, 使电容c 上端接地, 并使开关管v1 敏捷截止. 高频变压器t 第3 绕组电压经整流后, 能使稳压电路输出削弱振动操控信号, 进一步使开关管v1 加快截止.维护电路动作后, 因为整流滤波后的直流电压经r3给可控硅v2 的a 极供电, 所以v2 将一向导通下去, 直到毛病扫除后再次开机,v2 才截止。
如图11 所示是用光电耦合器驱动的过压维护电路. 其间, 光电耦合器ic1 在开关电源中起两个效果. 一是完成固态继电器; 另一个效果是对输入与输出进行了阻隔。
当输出电压超越正常值时, 在差错比较扩展器ic2 的驱动下, 使光电耦合器ic1 内部发光发光, 进而使ic1 光电耦合器的内部光敏三极管饱满导通, 所以开关管v 脉冲电流被光敏三极管短路,所以开关管v 敏捷截止. 维护电路动作后, 因为副电源直流电压可控硅的a 极供电, 所以可控硅将一向导通下去, 光敏三极管也一向饱满导通, 直到再次开机。
因为开关管截止, 没有输出电压. 但当输入接错线 v 的电压时, 其滤波电容、开关管等元件所加的电压依然为380 v, 若这些元件的耐压不行而损坏。
如图12 为一个实践开关电源电路. 220 v 的沟通电经整流滤波后得到约300 v 的直流电压, 再经t3 的5、1 端绕组加到v3( 大功率开关管) 集电极.l22、l23 可连续脉冲电流对v3 电极的冲击, c23、c24 可吸收v3 集电极尖峰脉冲, 以避免v3 击穿损坏.t3 的9、7 端绕组为正反应绕组, 其反应电势经r26、c19 耦合到v3 基极, 然后使v3 发生自激振动,振动频率为30- 60 khz. vd39 为正反应耦合电容c19 供给放电回路, 一起又将v3 在截止期的b- e极反向电压约束在0. 7 v, 以避免v3 的b- e 击穿。
v20 为恒流驱动管, t3 的8、7 端绕组电势经vd20 整流和c21 电容滤波后建立约8 v 左右的直流电压, 该电压经r22 给v20 集电极供电. 在开关管v3 饱满期间, t3 的9 端的电势经r23 使v20 导通, 因此v20 是为v3 供给恒流驱动电流, 其巨细由r22 阻值决议, 恒流驱动使开关电源沟通输入电压规模扩展至90- 270 v。
v21 有两个效果, 第一是过压维护, 当c21 两头的电压由正常值8 v 上升到10 v 时. vd44 击穿导通, 并引起v21 导通,v3 基极鼓励电流被v21 的ce极所短路, 使开关管v3 处于截止状况而被维护.第二个效果是对v3 导通进行延时操控. 在v3 截止期间,t3 的8 规矩电势、7 端的负电势经vd43 给c33 充电, 当v3 由截止状况向饱满状况翻转时, c33所充电压将保持v21 再导通一段时间, 在此期间内,v21 对v3 基极的鼓励电流进行分流, 也便是将v3 的导通延时了一段时间, 此刻v3 集电极电压已下降至低点, 以减小v3 由截止向饱满状况翻转瞬间发生的功率损耗。
v38 是欠压维护操控管, 首先是t3 的7 端为正电势、9 端为负电势并经vd24 整流在c26 上建立约- 10 v 直流电压, 此- 10 v 电压经r69、r67 加到v38 的基极. 别的, 300v 电压经r68 也加到v38 基极. 当输入沟通电压低于110 v 时, 也便是说整流、滤波后得到的直流电压从300 v 下降至150v 以下,此刻v38 基极电位也下降, 所以v38 导通, 然后引起v24、v22 导通,v3 基极鼓励电流被v22 旁路, 使开关管v3 处于截止状况而起维护。
v25 是过流维护操控管, r39 是开关管v3 的过流检测电阻, r39 上的过流压降经r33 加到v25 基极, 使v25 导通后引起v22 导通, 因此开关管v3 因为过流而被处于截止状况。
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